Разработка топологии силовых шин является наиболее ответственным этапом проектирования импульсных преобразовательных устройств. Одна из самых сложных проблем связана с высокими скоростями изменения тока современных электронных ключей и наличием паразитных индуктивностей в цепях коммутации. Конструкция инвертора должна при всех условиях эксплуатации обеспечивать отсутствие опасных перенапряжений, способных вывести силовые модули из строя. Предлагаемая статья посвящена особенностям расчета снабберных конденсаторных цепей, предназ наченных для ограничения коммутационных выбросов. Соединительные шины и звено постоянного тока Любой реальный проводник характеризуется наличием распределенной паразитной индуктивности LB, особенно важным данный параметр является для силовых цепей импульсных преобразователей. При коммутации больших токов с высокой скоростью это приводит к возникновению перенапряжений на выводах электронных ключей. Например, при отключении IGBT напряжение на коллекторе возрастает на величину ΔV = LB x diC/dt относительно потенциала шины питания VDC, где diC/dt — скорость спада тока коллектора. В результате суммарный сигнал «коллектор–эмиттер» VCE = VDC+ΔV может превысить допустимое значение и вывести транзистор из строя. Аналогичный процесс происходит при открывании IGBT, в этом случае перенапряжение вызывается скачком тока dirr /dtrr (irr , trr—ток и время обратного восстановления) при выключении оппозитного диода. Именно поэтому для диодов, предназначенных для применения в частотных преобразователях, очень важным свойством является плавность характеристики восстановления и согласованность динамических свойств с параметрами IGBT. Всем указанным требованиям отвечают быстрые диоды семейства CAL компании SEMIKRON [1]. Залогом надежного функционирования импульсного преобразовательного устройства является низкоиндуктивный дизайн DC-шины. Существуют достаточно простые правила, соблюдение которых позволяет свести к минимуму распределенные характеристики звена постоянного тока. Как показано на рис. 1а, величина «петли», определяемая несов-падением путей протекания тока по положительному и отрицательному проводникам шины питания, непосредственно связана со значением паразитной индуктивности. Оптимальной считается копланарная структура шины (в англоязычной литературе она называется «sandwich»), в которой терминалы (+) и (–) расположены плоско-параллельно (рис. 1б). Кроме того, конструкция преобразователя должна обеспечивать кратчайшие связи между источником напряжения (конденсаторами звена постоянного тока) и выводами питания полупроводниковых ключей. Простейший вариант копланарной DC-шины с межслойным изолятором применен в инверторе мощностью 200 кВА на основе стандартных модулей IGBT (рис. 2а). Эта сборка, выпускаемая компанией SEMIKRON более 20 лет, показала очень высокую надежность во всех режимах эксплуатации. Достоинством показанной конструкции является также простота наращивания мощности за счет параллельного соединения силовых ключей (в данном примере одно плечо инвертора состоит из 2 параллельных модулей). При серийном производстве, как правило, используются многослойные ламинированные шины. Они представляют собой прессованные плоские сборки, которые состоят из проводников, изолированных друг от друга тонким слоем диэлектрика. Имея симметричную параллельную топологию, такая конструкция обеспечивает согласованную высокую проводимость слоев, оптимизированное значение распределенной емкости и очень низкую паразитную индуктивность. Один из проводников (например,минус силового питания) может также выполнять функции экрана. Кроме повышения надежности, обусловленного минимальным уровнем перенапряжений, это гарантирует хорошую электромагнитную совместимость изделия. В качестве материала проводников обычно используется алюминий, медь и медные сплавы. В окончательном виде набор проводящих и изолирующих слоев прессуется с использованием эпоксидного наполнителя для повышения механической прочности. Применение ламинированных шин улучшает отвод тепла от силовых модулей и конденсаторов звена постоянного тока и позволяет создать компактные легкие конструкции (например, как на рис. 2б).
Снабберы Для ограничения переходных перенапряжений в большинстве случаев применяются специальные снабберные конденсаторы, размещаемых непосредственно на DC-терминалах модулей IGBT. В самом общем смысле снаббер работает как фильтр низких частот, замыкающий через себя ток переходного процесса. Номинал конденсатора Cs вычисляется исходя из заданного уровня перенапряжения Vos и значения энергии, запасенной в паразитной индуктивности шины LB при комму- тации тока Ipeak: Снабберы применяются как для ограничения переходных перенапряжений, так и для снижения динамических потерь в силовых ключах. В последнем случае с их помощью формируется траектория переключения: параллельные емкости снижают скорость нарастания напряжения, индуктивности в цепях коммутации ограничивают скорость нарастания тока. Наиболее распространенные виды снабберных цепей приведены на рис. 3, а их выбор зависит от многих параметров — типа силовых модулей (IGBT, MOSFET, тиристор), рабочей частоты, параметров нагрузки. Практически все современные транзисторы и модули IGBT имеют прямоугольную область безопасной работы (ОБР или SOA—Safe Operating Area), то есть допускают работу в режиме «жесткого переключения», когда коммутируется максимальный ток и напряжение. В этом случае, как правило, рекомендуется простейший снаббер, представляющий собой низкоиндуктивный пленочный конденсатор, установленный параллельно шинам питания полумоста. Конструкция снабберной емкости должна обеспечивать не только минимальную распределенную индуктивность, но и удобство подключения к терминалам силового модуля. Внешний вид подобных специализированных элементов показан на рис. 4б–г. Применение обычных высоковольтных конденсаторов (например, как на рис. 4а) в качестве снабберов недопустимо. Для снижения добротности паразитного колебательного контура последовательно с конденсатором может быть установлен резистор (рис. 3б). Такая схема обычно исполь- зуется в низковольтных сильноточных преобразователях с MOSFET ключами. В случае, когда снаббер должен быть установлен на каждом плече полумоста или для ограничения скорости коммутации тиристорных ключей рекомендуется цепь, представленная на рис. 3в. Быстрый диод и резистор, используемые в этой схеме, необходимы для разделения цепей заряда и разряда и ограничения разрядного тока. Постоянная времени снаббера — Ts с должна быть как минимум в 3 раза ниже периода рабочей частоты (RSCS < Tsw /3). В наиболее мощных схемах паразитная индуктивность, образованная снабберной цепью, может оказаться настолько большой, что это приведет к появлению выбросов напряжения, вызванных коммутацией тока на индуктивности снаббера. В этом случае используется схема (рис. 3г): принцип ее работы такой же, как в предыдущем случае, однако паразитная индуктивность ниже, поскольку снабберы подключены непосредственно к кол- лектору и эмиттеру каждого транзистора полумоста. Несмотря на очевидные преимущества, последняя схема на практике используется крайне редко из-за своей сложности. На рис. 5а показан график изменения напряжения VCE «коллектор–эмиттер» при выключении IGBT со скоростью diс /dt при наличии и отсутствии снабберного конденсатора. Для анализа использована эквивалентная схема, приведенная на рис. 5б. Амплитуду пика перенапряжения ΔV1, вызванного наличием паразитной индуктивно сти цепей коммутации LS, можно рассчитать по формуле: Суммарная величина ΣLS включает в себя индуктивность выводов IGBT LCE = LС+LE и DC-шины LDC = LDC++LDC– . При использовании снаббера величины ΔV2 и ΔV3 зависят от распределенных характеристик терминалов IGBT, паразитной индуктивности снабберного конденсатора LS , его емкости CS и запасенной в LDC энергии: Приведенные выражения можно использовать для вычисления емкости снаббера и его максимально допустимой индуктивности при заданных ΔV2 и ΔV3. Значение CS оказывает- ся прямо пропорциональным величине паразитной индуктивности. Таким образом, кор- ректная топология силового каскада, обеспечивающая минимальное значение LDC, позво- ляет снизить требования к снабберным цепям. К сожалению, характеристики паразитного контура DC-шины плохо поддаются расчету или моделированию, поэтому в процессе разработки часто приходится корректировать параметры снабберной схемы на основании результатов экспериментальной проверки. Основным критерием выбора является минимальное значение перенапряжения и отсутствие опасных осцилляций. Кроме того, разработчик должен понимать, что никакой снаббер не спасет силовые ключи от перенапряжения при плохо спроектированной DC-шине, имеющей большую площадь токовой петли. Классический пример приведен на рис. 6: применение параллельных проводников звена постоянного тока (вместо копланарных) приводит к тому, что в режиме короткого замыкания уровень перенапряжения может превысить 1000 В, несмотря на наличие снаббера! При выборе конденсатора необходимо учитывать следующие его характеристики: • допустимое напряжение постоянного тока VRmax; • максимальную величину напряжения или тока пульсаций Vrms или Irms ; • величину емкости и эквивалентной последовательной индуктивности (ESL — Equivalent Series Inductance); • срок службы. Следует учесть, что умодулей IGBT 12-го класса напряжение DC-шины не должно превы- шать 850–900 В; в этом случае рекомендуется применение снабберов с VRmax = 1000 В. Соответственно, для 1700 вольтовых IGBT (допустимое значение VDC < 1200 В) мини- мальное рабочее напряжение конденсатора составляет 1250 В. Значение емкости снаббера должно быть достаточным для подавления пиковых сигналов, образующихся при отключении IGBT— в реальных схемах обычно используются конденсаторы емкостью 0,1–1 мкФ. Как показывает практика, при некорректной топологии DC-шины увеличивать емкость снаббера бесполезно — это приводит только к повышению колебательности паразитного контура звена постоянного тока. Именно поэтому одним из важнейших параметров снабберного конденсатора является ESL — собственная распределенная индуктивность LS, непосредственно влияющая на величину выброса ΔV2 (рис. 5). Наименьшей величиной ESL обладают специализированные конденсаторы с широкими плоскими выводами (рис. 4), которые могут крепиться непосредственно к си- ловым терминалам модуля. Снаббер, как и любой импульсный конденсатор, способен выдерживать ограниченную величину энергии за период коммутации, в спецификациях данные ограничения задаются в виде параметров I 2t или v 2t. Токи и напряжения пульсаций можно достаточно просто измерить с помощью современных цифровых осциллографов. Следует учесть, что высокий пиковый ток перегрузки способен вывести строя конденсатор, даже если уровень напряжения при этом ниже справочных значений. Критическим параметром в этом случае является уровень запасаемой энергии, избыток которой способен привести к час- тичному разрушению (испарению) металлизации пленки в зоне ее контакта с выводами. Как правило, при этом резко возрастает тангенс угла потерь или уменьшается емкость. Каждое переключение IGBT вызывает появление затухающих колебаний, возникающих в контуре между снабберным конденсатором и емкостью DC-шины. Максимальная амплитуда и частота этих осцилляций (рис. 5) могут быть определены с помощью приведенных ниже формул: Установившееся значение температуры перегрева снаббера определяется среднеквадратичным значением тока Irms , условиями охлаждения и способом монтажа (например, при стандартной установке снаббера на выводы силового модуля их температура является начальной при расчете). Величина Irms зависит от частоты колебаний, которая в свою очередь определяется паразитной индуктивностью шины LDC и номиналом конденсатора CS . С ростом частоты пульсаций допустимое зна- чение тока снижается из-за роста потерь, практические рекомендации по измерению значения Irms даны ниже.
Методы измерения В отличие от тока коллектора, который в режиме КЗ может в 6–10 раз превышать но- минальное значение, перегрузка IGBT по пиковому напряжению VCES недопустима и практически всегда ведет к отказу. В связи с этим особенно важно проводить измерения максимально возможного перенапряжения (VCEpeak ) конкретной схемы в предельных режимах работы. Отсутствие опасных перегрузок свидетельствует о том, что сам модуль, устройство управления (резистор затвора), дизайн DC-шины, а также тип и номинал снаббера выбраны корректно. Рекомендуется проводить анализ работы схемы в 4 режимах: 1. Максимальный ток нагрузки. 2. Короткое замыкание нагрузки при максимальной и минимальной индуктивности цепи КЗ. Примечание: существует несколько разновидностей короткого замыкания, например, КЗ нагрузки, КЗ кабеля на стороне нагрузки или на стороне преобразователя рядом с вы- ходными каскадами. Индуктивность цепи замыкания LSC в зависимости от режима может превышать 10 мкГн или быть менее 1 мкГн при аварии непосредственно на выходе инвертора (наихудший случай). Тесты должны предусматривать анализ всех возможных состояний при минимальной и максимальной температуре кристаллов Tj. Наибольшее значение перенапряжения наблюдается при наименьшем значении LSC , когда схема защиты выключает IGBT непосредственно перед выходом из насыщения. 3. Сквозной пробой при одновременном открывании обоих транзисторов полумоста (эта ситуация исключается при использовании драйверов с функцией Interlock). Примечание: необходимо проанализировать 2 возможных состояния — одновременное включение верхнего и нижнего плеча полумоста, а также включение IGBT при открытом оппозитном транзисторе. 4. Запирание оппозитных диодов. Примечание: выключение диода может сопровождаться появлением пикового выброса напряжения, воздействующего как на сам диод, так и на параллельный IGBT. Наиболее тяжелый режим наблюдается при низком токе (<10% IC) и низкой температуре. В некоторых случаях снаббер оказывается более необходимым именно для ограничения пере- напряжения при запирании диода. Измерение VCE следует производить максимально близко к чипу IGBT. Для интеллек- туальных модулей SKiiP ближайшими к кристаллам точками являются DC-терминалы. У модулей IGBT семейства SEMiX можно использовать дополнительные сигнальные выводы эмиттеров, расположенные непосредственно рядом с чипами. При использовании DC-выводов в качестве контрольных точек к измеренным значениям необходимо добавлять разницу потенциалов, образующуюся на внутренней индуктивности модуля LCE ,определяемую как LCEx di/dt. Самым распространенным на практике способом измерения является так называемый метод «двойного импульса» (рис. 7). Для различных значений индуктивности нагрузки и длительности импульса управления этот метод позволяет имитировать практически любые условия работы от минимального тока нагрузки до режима КЗ. Одиночный импульс переменной длительности используется для анализа режима КЗ, при этом он вырабатывается обычным генератором, в то время как для формирования «двойного импульса» необходим контроллер. Стандартная процедура измерений, используемая компанией SEMIKRON, включает следующие шаги: • Напряжение DC-шины задается от изолированного источника напряжения, позволяющего ограничивать величину выходного тока (как правило, 100 мА). Напряжение устанавливается максимальным для конкретной схемы (обычно это уровень срабатывания защиты от перенапряжения). • Цепь КЗ создается с помощью кабеля большого сечения, соединяющего АС-выход с од- ним из выводов питания (рис. 8). Длина кабеля определяет его индуктивность (1 м дли- ны соответствует примерно LSC = 1 мкГн). Аварийное состояние может также быть сымитировано при соединении двух выходов 3-фазного инвертора. При этом один IGBT (например, верхний в фазе 1) должен быть постоянно открыт, а импульс управления должен воздействовать на нижний ключ в фазе 2 или 3. • К драйверу IGBT подключается контроллер, формирующий одиночный или двойного импульс управления. Если схема защиты управляется не драйвером затворов, а контроллером, необходимо производить мониторинг сигнала неисправности для определения момента отключения затвора IGBT модуля. • Измерения начинаются при максимально возможном значении индуктивности ISC цепи КЗ. Длительность одиночного импульса управления увеличивается (соответственно, увеличивается пиковый ток коллектора IGBT) до момента срабатывания защиты от перегрузки. Производится измерение VCEpeak . • Тест повторяется при снижении величины ISC до минимума. • Для анализа поведения схемы при включении IGBT и выключении оппозитного диода подается двойной импульс управления. Диод (например, в нижнем плече ВОТ) выходит из проводящего состояния при открывании оппозитного IGBT в плече ТОР. • Измерения необходимо провести на каждом IGBT, наивысшее значение перенапряжения обычно наблюдается на ключе, наиболее удаленном от конденсаторов DC-шины. Тесты повторяются при низкой и высокой рабочей температуре. Для задания Tjmax достаточно разогреть радиатор с помощью внешнего источника тепла, поскольку при управлении от одиночных импульсов разница температур кристаллов и теплоотвода незначительна. Рекомендации по подключению измерительных приборов: • Для обеспечения безопасности и повышения точности измерений осциллограф должен быть заземлен. Для предотвращения короткого замыкания необходимо использовать изолированный источник питания DC-шины. • Рекомендуется соединять минусовый вывод пробника напряжения кшине DC+ при измерении VCE IGBT верхнего плеча. Такое подключение позволяет снизить синфазные шумы в измеряемом сигнале. Если же необходимо одновременно контролировать напряжение затвора TOP IGBT, то производится заземление АС выхода полумоста (рис. 8б) и к нему подключается минусовый вывод пробника напряжения. • Пробник с изолированным дифференциальным входом может быть использован для измерений в случае, если он имеет достаточно широкую полосу пропускания. • Для уменьшения влияния синфазных шумов рекомендуется использование ферритовых колец соответствующего размера на измерительных кабелях пробника и осциллографа. Коммутация IGBT и диода вызывает появление пульсирующих токов, замыкающихся через основные конденсаторы. При выключении IGBT возникает положительный пик тока шины, соответствующий заряду снаббера, и последующий затухающий колебательный процесс в контуре между емкостями CS и CDC_link (рис. 9а). При запирании и обратном восстановлении диода снаббер частично разряжается, в результате чего возникает пиковый ток, протекающий в отрицательном направлении. Как и в предыдущем случае, это сопровождается колебаниями, причем их амплитуда может быть даже выше (рис. 9б). Частота осцилляций (как правило, она находится в ди- апазоне от 100 кГц до нескольких МГц) в обоих случаях определяется паразитной индук- тивностью DC-шины и величиной CS . Измерение тока пульсаций может быть проведено с помощью петли Роговского, размещенной на выводе снаббера. Использование вольтметров или функции «RMS», доступной у некоторых современных осциллографов, не дает корректных результатов из-за очень малой величины усредненного за период сигнала на фоне большого смещения. Реальный смысл определение среднеквадратичного значения сигнала имеет только в те- чение переходного процесса, возникающего при выключении диода «ВОТ» (t1 на рис. 10) или IGBT «ТОР» (t2 на рис. 10). Оба этих процесса повторяются на каждом периоде коммутации T = 1/fsw. Анализ должен быть проведен при максимальной рабочей тем- пературе, поскольку при этом ток обратного восстановления диода максимален. Кроме того, предельные режимы работы преобразователя нормируются именно для этого слу- чая. Необходимо также учесть, что допустимые значения Irms и Vrms зависят от частоты осцилляций, и это должно быть отражено в спецификации снабберного конденсатора. Все конденсаторы очень чувствительны к величине рабочей температуры, превышение ее предельного значения в результате внешнего нагрева или саморазогрева, как правило, ведет к мгновенному отказу. Перегрев снабберных конденсаторов может быть вызван следующими причинами: • потери мощности при протекании переменного тока (зависят от тангенса угла потерь и эквивалентного сопротивления ESR); • повышение температуры окружающей среды; • нагрев от внешних элементов конструкции (силовой модуль, DC-шина); При известном тепловом сопротивлении конденсатора Rth его рабочая температура оп- ределяется как Top = Tbody+Rth"I 2"ESR, а величина Tbody может быть измерена термопа- рой на корпусе снаббера. Заключение Проектирование преобразователей высокой мощности является сложнейшей задачей, требующей внимательного подхода на всех этапах. Успешная разработка подобных изделий немыслима без учета распределенных параметров конструкции. Одной из главных характеристик конструкции конвертора является распределенная индуктивность звена постоянного тока, определяющая уровень переходных перенапряжений и во многом вли- яющая на надежность работы изделия. В предлагаемой статье приведено объяснение процессов, происходящих при коммутации силовых ключей в инверторных схемах, даны рекомендации по проектированию силовых преобразователей в части расчета уровня коммутационных выбросов, а также выбора типа и номинала снабберных конденсаторов. Все сказанное проверено многолетним опытом работы дизайнерского центра компании SEMIKRON. За прошедшие годы инженерами и конструкторами фирмы накоплен уникальный опыт разработок мощных конверторов, ярким примером этому служит то, что более 15 000 типов таких изделий успешно эксплуатируется в различных отраслях промышленности. Диапазон выпущенных сборок SEMISTACK простирается от простейших выпрямителей зарядных устройств до блоков, работающих в лифтах, ветроэлектростанциях, гелиоустановках, электромобилях, субмаринах. В первую очередь инженеры компании специализируются на проектировании сложных изделий, главным требованием к которым является надежная работа в тяжелых условиях эксплуатации. ■ Литература 1. Колпаков А. И. Антипараллельные диоды SK для новых полений IGBT // Электронные Компоненты. 2005. № 2. 2. Christopher A. Dimino, Ravi Dodballapur. A low inductance, simplified snubber, power inverter implementation. MagneteTek Drives and Systems Division. New Berlin WI, 53151 USA. 3. Колпаков А. И. IGBT — инструкция по эксплуатации //Силовая Электроника. 2007. № 1. 4. IGBT Peak Voltage Measurement and Snubber Capacitor Specification. SEMIKRON Application Notes AN-7006. SEMIKRON INTERNATIONAL GmbH, 2008.
Станислав В разработкпе инверторов необходимо избавиться раз и навсегда от представления, что в основном имеем дело с длинными плоскими вершинами токов, а обращать внимание на крутые фронты и спады и отсюда понимать, что имеешь дело с ВЧ-техникой! После эдакого отрезвления пользуйся правилами компоновок монтажа по условиям ВЧ-техники, но с учётом того, что критический режим в переходных процессах проходит при соотношении R=2*ρ =2*√ (L/C). Значительные отклонения R>2*ρ и R<2*ρ приводят к замедлению процессов или к развитию колебательных процессов, приводящих к большим перенапряжениям! Определяется R по соотношению U/I для самых худших режимов, чаще всего это для Imax! Применяй кросс-платы связи элементов монтажа с соединительными линиями имеющими волновые сопротивления из вышеописанных соображений! В моих инверторах перенапряжения не превышали 2-х и менее процентов! Желаю успехов!
Мало кто понимает в этом вопросе, я знавал разработчиков приводов, которые совершенно игнорировали требования компланарности конструкции, а потом удивлялись, чей-то у них модули летят.
А летят они как трусы над баней... Без всяких видимых причин. Видел изделия где они были влеплены в конструктив рассчитанный на биполяр в ТО3. И все на гибких проволочках. И работало годами...
Добавлять комментарии могут только зарегистрированные пользователи. [ Регистрация | Вход ]
